RS-485 与 CAN 总线硬件 RS-485 & CAN
一条 3.3V 的 RS-485 总线，两端各 120Ω 终端，偏置电阻按“常见值”取 560Ω 上拉/下拉。总线空闲时差分电压只有 3.3\times60/(560+560+60)=168\text{mV}，低于接收器 200mV 的门限，空闲电平不确定，接收端偶尔读出随机字节。把偏置改成 390Ω，空闲差分升到 236mV，问题消失；但节点增加到 32 个时又跌到 205mV，余量只剩 5mV。RS-485 的偏置、终端和节点数是同一个分压网络里的三个变量，不能分开拍脑袋。
CAN 也一样：1Mbps、8MHz 时钟，位时间只有 8 个 tq；如果坚持 87.5% 采样点，相位段 2（TS2）只剩 1 tq，而 ISO 11898-1 的信息处理时间按 2 tq 计，很多控制器不允许。位定时不是“填几个寄存器”，而是一组互相约束的整数。 这一章把 RS-485 的终端/偏置/共模和 CAN 的仲裁/位定时/失效模式都算成可复算的数字。单端串口见UART 与 RS-232 物理层，同步总线见I²C 与 SPI 总线时序，高速差分接口见USB 与以太网物理层概览，接口保护与隔离取舍见常用外设接口设计。
1. 设计动机
现场一：RS-485 空闲时乱码。 总线上的收发器都关断，A/B 悬空，差分电压在 0V 附近漂；接收器门限是 ±200mV，0V 落在不确定区，输出随机翻转。加 fail-safe 偏置把空闲差分拉到 +200mV 以上，接收端才稳定读“1”。偏置不是“可选的抗噪措施”，而是空闲态的定义。
现场二：CAN 1Mbps 跑 40m，偶发错误帧。 8MHz 时钟、8 个 tq、75% 采样点，传播段只有 625ns；40m 电缆往返 400ns，加收发器环路延迟约 300ns，总共 700ns，已经超过传播段。CAN 控制器检测到相位错误，错误计数上升，最后 bus-off。位定时里的传播段必须覆盖“信号跑到最远节点再回来”的时间，不是随便填。
现场三：两台设备相隔 50m，地电位差 10V，RS-485 收发器烧毁。 RS-485 的共模范围是 −7~+12V，10V 看似在范围内，但加上信号摆幅和浪涌就超了；地环流还会在电缆屏蔽层里流动。换成隔离收发器 + 隔离 DC/DC，地环路被切断，通信恢复。“共模范围”是器件不损坏、能正确判决的范围，不是“可以长期承受的地电位差”。
RS-485 和 CAN 都是差分总线，但设计重点不同：
| 维度 | RS-485 | CAN |
|---|---|---|
| 物理层标准 | TIA-485-A | ISO 11898-2 |
| 拓扑 | 多点、半双工（两线）或全双工（四线） | 多点、广播、半双工 |
| 仲裁 | 无（靠主从/令牌/软件） | 非破坏性位仲裁 |
| 差分电平 | 约 ±1.5V 以上（取决于收发器） | 显性 1.5~3V，隐性约 0V |
| 共模范围 | −7~+12V | 约 −2~+7V（高速收发器） |
| 终端 | 两端各 120Ω | 两端各 120Ω（等效 60Ω） |
| 速率/距离 | 100kbps@1200m，10Mbps@短距 | 1Mbps@约 40m，125kbps@约 500m |
| 错误处理 | 无（可加 CRC/重试） | CRC、ACK、错误帧、bus-off |
2. 定义与直观
2.1 差分、共模与接收门限
差分总线的信息在两根线的电压差里：
V_{diff}=V_A-V_B,\qquad V_{cm}=\frac{V_A+V_B}{2}其中 V_A、V_B 是两根线对本地地的电压，V；V_{diff} 是差分电压，V；V_{cm} 是共模电压，V。外界干扰同时耦合到两根线，V_A、V_B 一起变，V_{diff} 不变；这就是差分抗干扰的来源。但共模电压不能无限大：收发器的输入级只能在规定的共模范围内正常工作，超出就饱和、误判，甚至损坏。
TIA-485-A 的关键参数：
| 参数 | 数值 | 含义 |
|---|---|---|
| 共模范围 | −7~+12V | 收发器能正常工作的 V_{cm} |
| 接收门限 | ±200mV | 差分绝对值超过 200mV 才判为确定状态 |
| 差分输出 | ≥1.5V（54Ω 负载） | 驱动器保证的最小差分摆幅 |
| 单位负载 UL | 1 UL = 12kΩ | 总线最多 32 UL |
| 电缆 | 120Ω 双绞线 | 终端电阻匹配特性阻抗 |
“32 个单位负载”是 TIA-485-A 的老口径；现代收发器有 1/4 UL、1/8 UL，可以挂到 128 甚至 256 个节点。能不能挂这么多，要看每个节点的 UL 和总线电容，不是只看“RS-485 支持 32 个”。
2.2 RS-485 拓扑、终端与方向控制
RS-485 的标准拓扑是菊花链（daisy chain）：所有节点手拉手挂在同一对双绞线上，只在总线最远的两端各并一只 120Ω 终端，中间节点不端接。终端的作用是吸收信号到达末端时的反射：
\Gamma=\frac{Z_L-Z_0}{Z_L+Z_0}其中 Z_L 是末端负载阻抗，\Omega；Z_0 是电缆特性阻抗，\Omega；\Gamma 是反射系数。Z_L=Z_0=120\Omega 时 \Gamma=0，无反射；开路时 \Gamma=1，全反射。
半双工两线制用 DE/RE 控制方向：DE 有效时驱动器把 A/B 拉开，DE 无效时驱动器高阻，接收器一直使能（或 RE 有效）。任一时刻只能有一个节点驱动总线，否则多个驱动器对顶。全双工四线制把发送和接收分开，一对线一个方向，终端仍然各端各 120Ω。
2.3 CAN 物理层与帧
CAN 用一对 CANH/CANL，逻辑是显性（dominant，0）和隐性（recessive，1）：
| 状态 | CAN_H（5V 收发器典型） | CAN_L | 差分 |
|---|---|---|---|
| 显性 0 | 约 3.5V | 约 1.5V | 约 2V |
| 隐性 1 | 约 2.5V | 约 2.5V | 约 0V |
ISO 11898-2 给的是范围而不是单点：显性差分 1.5~3.0V，隐性差分约 −0.5~+0.05V；共模范围约 −2~+7V。一些资料写“CAN 共模约 ±12V”是错的：±12V 是部分扩展共模收发器的能力，不是 ISO 11898-2 高速 CAN 的标准范围；选型时要看具体器件的数据手册，不能拿“CAN 都能 ±12V”做设计前提。
CAN 的“线与”是显性覆盖隐性：任一节点发显性，总线就是显性；所有节点都发隐性，总线才是隐性。多个节点同时发时，发显性的节点“赢”，发隐性的节点读回显性，知道自己输了，退出仲裁——这就是非破坏性仲裁。仲裁靠物理电平实现，不需要主节点调度，也不需要重传。
一帧标准 CAN 的基本结构：
| 段 | 内容 | 作用 |
|---|---|---|
| SOF | 1 位显性 | 帧开始，同步 |
| 仲裁场 | 11 位 ID + RTR | 决定优先级（ID 越小优先级越高） |
| 控制场 | IDE、DLC 等 | 数据长度 |
| 数据场 | 0~8 字节 | 载荷 |
| CRC 场 | 15 位 CRC + 界定符 | 检错 |
| ACK 场 | ACK 槽 + 界定符 | 接收方应答 |
| EOF | 7 位隐性 | 帧结束 |
位填充规则：连续 5 个相同电平后插入 1 个相反电平，接收方自动去掉。位填充保证总线至少有跳变，接收方能持续重同步；它也是后面“两次重同步之间最多 10 位”的依据。
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2.4 CAN 位定时：把 1 位切成 tq
CAN 的标称位时间被切成若干时间份额（time quantum，tq）：
t_{q}=\frac{BRP}{f_{clk}},\qquad t_{bit}=NBT\cdot t_{q}其中 BRP 是波特率预分频（整数），f_{clk} 是 CAN 外设时钟，Hz；NBT 是一位包含的 tq 数；t_{bit} 是位时间，s。一位由四段组成：
NBT=1+T_{prop}+T_{phase1}+T_{phase2}- 同步段（Sync_Seg）：固定 1 tq，用于同步；
- 传播段（Prop_Seg）：补偿总线传输延迟和收发器环路延迟；
- 相位段 1（Phase_Seg1）：补偿边沿相位误差；
- 相位段 2（Phase_Seg2）：采样点之后的余量，也是信息处理时间。
采样点位置：
SP=\frac{1+T_{prop}+T_{phase1}}{NBT}重同步跳转宽度（SJW） 是一次重同步最多能调整的 tq 数，通常 SJW\leq\min(T_{phase1},T_{phase2})，且不超过 4。SJW 越大，容忍的振荡器误差越大，但抗噪能力下降。
3. 定量关系
3.1 终端电阻与驱动电流
两端各 120Ω，对驱动器来说两只终端是并联的：
R_{term}=120\parallel120=60\ \Omega显性差分 2V 时，总线电流：
I_{bus}=\frac{V_{diff}}{R_{term}}=\frac{2}{60}=33.3\ \text{mA}每只终端上的电流是总电流的一半（16.7mA），功耗：
P_{120}=\frac{V_{diff}^2}{120}=\frac{2^2}{120}=33.3\ \text{mW}两只共 66.7mW。选 0.125W 电阻有 3.75 倍余量，选 0.25W 更稳妥。注意不要把“总线电流 33.3mA”当成“每只电阻 33.3mA”，否则功耗会算大 4 倍。
TIA-485-A 要求驱动器在 54Ω 负载下给出至少 1.5V 差分：
I_{min}=\frac{1.5}{54}=27.8\ \text{mA}这是收发器驱动能力的下限；实际选型要看数据手册在 54Ω、共模 −7~+12V 下的保证值。
3.2 偏置网络：空闲态的定义
RS-485 空闲时所有驱动器关断，A/B 只靠终端和偏置电阻。为了让接收器读到确定的“1”，要加 fail-safe 偏置：A 通过 R_{b,up} 接 VCC，B 通过 R_{b,down} 接地。
忽略节点输入电阻时，空闲差分：
V_{AB}=V_{CC}\frac{R_{term}}{R_{b,up}+R_{b,down}+R_{term}}其中 V_{CC} 是偏置电源，V；R_{term}=60\Omega；R_{b,up}、R_{b,down} 是偏置电阻，\Omega。5V、560Ω：
V_{AB}=5\times\frac{60}{560+560+60}=254.2\ \text{mV}高于 200mV，可用。3.3V、560Ω：
V_{AB}=3.3\times\frac{60}{560+560+60}=167.8\ \text{mV}低于 200mV，不可用。 这是一些资料“560~680Ω”说法的问题：它只对 5V 成立，3.3V 下 560Ω 不够。3.3V 要取更小的偏置：
V_{AB}(390\Omega)=3.3\times\frac{60}{390+390+60}=235.7\ \text{mV}V_{AB}(330\Omega)=3.3\times\frac{60}{330+330+60}=275.0\ \text{mV}节点多了以后，每个节点的 12kΩ 输入电阻并联进来，等效终端变小。32 UL 时：
R_{in,total}=\frac{12\ \text{k}\Omega}{32}=375\ \OmegaR_{term}'=60\parallel375=\frac{60\times375}{60+375}=51.72\ \Omega再算空闲差分（3.3V、390Ω）：
V_{AB}=3.3\times\frac{51.72}{390+390+51.72}=205.2\ \text{mV}只比 200mV 高 5.2mV，批次/温度一变就可能不够。换成 330Ω：
V_{AB}=3.3\times\frac{51.72}{330+330+51.72}=239.8\ \text{mV}余量 39.8mV，可用。5V、560Ω、32 UL：
V_{AB}=5\times\frac{51.72}{560+560+51.72}=220.7\ \text{mV}也可用，但余量只有 20.7mV。偏置电阻不是“越大越省电”，它和节点数、终端、电源电压一起决定空闲差分；节点多、电源低，就要减小偏置。
偏置还会增加驱动器的直流负载。驱动器看到的等效负载：
R_{load}=R_{term}\parallel(R_{b,up}+R_{b,down})\parallel R_{in,total}5V、560Ω、32 UL：
R_{load}=60\parallel1120\parallel375=49.4\ \Omega显性 2V 时驱动器要给出：
I_{drive}=\frac{2}{49.4}=40.5\ \text{mA}比纯终端的 33.3mA 多 21.6%。选收发器时要确认它在 54Ω 负载下的驱动能力，并留出偏置电流的余量；偏置电流本身：
I_{bias}=\frac{5}{560+560+60}=4.24\ \text{mA}功耗：
P_{bias}=5\times4.24\ \text{mA}=21.2\ \text{mW}
3.3 共模、地电位差与隔离
共模电压来自两处：驱动器输出的共模分量，以及两地之间的地电位差。设地电位差为 V_{GND}，电缆地线电阻为 R_g，流过的地电流为 I_g：
V_{GND}=I_gR_g例：I_g=20\text{A}、R_g=0.5\Omega，则 V_{GND}=10\text{V}。RS-485 的共模上限是 +12V，看似还有 2V 余量；但信号本身还有 ±1.5V 以上的摆幅，加上浪涌/感应，实际余量更小。如果地电流到 30A：
V_{GND}=30\times0.5=15\ \text{V}>+12\ \text{V}超出共模范围，接收器可能误判，收发器也可能损坏。 CAN 的共模范围更窄（约 −2~+7V），同样的 10V 地电位差已经超出上限 3V，所以汽车/工业 CAN 更强调共地或隔离。
隔离的作用是切断地环路：信号经变压器/电容隔离，电源经隔离 DC/DC，总线侧与 MCU 侧没有直流连接。隔离器要看的参数：
| 参数 | 含义 | 设计要点 |
|---|---|---|
| 工作电压 | 长期承受的隔离电压 | 按实际地电位差选，不按“测试电压”选 |
| 隔离耐压 | 短时耐受（如 1kVrms/1min） | 安全认证用，不等于长期工作电压 |
| CMTI | 共模瞬态抗扰度 | 地电位快速跳变时不误码 |
| 爬电距离/电气间隙 | 沿面/空间距离 | 按 IEC 60664-1 计算 |
“共模范围 −7~+12V”不等于“可以长期承受 12V 地电位差”。 它是“在这个范围内还能正确判决”的保证；长期工作还要看隔离、爬电、浪涌和安规。
3.4 CAN 位定时与振荡器容差
位时间的四段里，传播段必须覆盖信号在总线上的往返：
T_{prop}\geq\frac{2\left(t_{cable}+t_{loop}\right)}{t_q}其中 t_{cable} 是单程电缆延迟，s（双绞线约 5ns/m）；t_{loop} 是收发器环路延迟，s（典型 100~250ns，以数据手册为准）；T_{prop} 以 tq 为单位。40m 电缆：
t_{cable}=40\times5=200\ \text{ns}往返 400ns；加 2×150ns 环路延迟，共 700ns。若 t_q=125\text{ns}（8MHz、BRP=1），需要：
T_{prop}\geq\frac{700}{125}=5.6\ \text{tq}取整至少 6 tq。这就是 8MHz、1Mbps 下位定时的硬约束。
振荡器容差用一个保守上界估算。位填充保证两次重同步之间最多约 10 位；两端晶振最坏反向漂移，累计相位误差：
\Delta_{phase}=2\Delta f\times10\times t_{bit}要在 SJW 内被吸收：
2\Delta f\times10\times NBT\cdot t_q\leq SJW\cdot t_q\Delta f\leq\frac{SJW}{20\,NBT}其中 \Delta f 是两端相对频率偏差（无量纲）；SJW 以 tq 计；NBT 是每位 tq 数。这个式子是保守上界，ISO 11898-1/Bosch 规范还有更精确的表达式（计入 Phase_Seg2），工程上先用它判断量级。8MHz、NBT=8、SJW=1：
\Delta f\leq\frac{1}{20\times8}=0.625\%SJW=2 时 1.25%。晶振典型 20~50ppm，远小于 0.625%，没问题；陶瓷谐振器 ±0.5% 时，SJW=1 只剩 0.125% 余量，建议 SJW=2 或改用晶振；内部 RC ±2% 则完全不够。“CAN 对晶振不敏感”是相对的：1Mbps、8 个 tq、SJW=1 时，0.625% 就是上限。
4. 典型计算
4.1 1Mbps CAN 在 8MHz 时钟下的位定时
需求：1Mbps，8MHz CAN 时钟，总线 40m，收发器环路延迟约 150ns，晶振 ±30ppm。求 BRP、NBT、TS1、TS2、SJW 和采样点。
第一步，算 tq。取 BRP=1：
t_q=\frac{1}{8\times10^6}=125\ \text{ns}1Mbps 的位时间是 1µs，所以：
NBT=\frac{1\ \mu\text{s}}{125\ \text{ns}}=8第二步，分配四段。NBT=1+T_{prop}+T_{phase1}+T_{phase2}=8。如果要求采样点 87.5%，则 1+T_{prop}+T_{phase1}=7，T_{phase2}=1。但 ISO 11898-1 的信息处理时间按 2 tq 计，很多控制器要求 T_{phase2}\geq2；取 T_{phase2}=2，则：
1+T_{prop}+T_{phase1}=6采样点：
SP=\frac{6}{8}=75\%传播段至少 6 tq（3.4 节算出的 5.6 向上取整）。很多控制器把 PropSeg 与 PhaseSeg1 合并成 TS1，表中 TS1 即两者之和；用 TS1 做传播预算更保守。方案 A 的 TS1=5，只有 625ns，小于 700ns，40m 不够。
第三步，两种可行配置：
| 方案 | 时钟 | BRP | NBT | TS1（prop+phase1） | TS2 | 采样点 | 传播段 | 40m 是否够 |
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| A（8MHz，保守） | 8MHz | 1 | 8 | 5 | 2 | 75% | 625ns | 不够（需 700ns） |
| B（8MHz，TS2=1） | 8MHz | 1 | 8 | 6 | 1 | 87.5% | 750ns | 够（700ns） |
| C（16MHz，推荐） | 16MHz | 1 | 16 | 13 | 2 | 87.5% | 812.5ns | 够，余量 112.5ns |
方案 A 的传播段 625ns < 700ns，40m 会偶发错误帧；方案 B 把 TS2 压到 1 tq，采样点 87.5%，传播段 750ns，40m 刚好够，但 TS2=1 是否允许要看控制器（很多控制器允许，但 ISO 的信息处理时间按 2 tq 计，长线/高容差时不建议）。方案 C 用 16MHz，NBT=16，TS1=13、TS2=2，采样点 87.5%，传播段 812.5ns，40m 余量 112.5ns，是最稳的。
第四步，算最大总线长度。方案 C：
L_{max}=\frac{812.5-2\times150}{2\times5}=51.25\ \text{m}方案 B：
L_{max}=\frac{750-300}{10}=45\ \text{m}方案 A：
L_{max}=\frac{625-300}{10}=32.5\ \text{m}这就是“1Mbps 约 40m”的定量来源：它不是标准值，而是位定时、收发器延迟和电缆延迟共同夹出来的量级。 40m 能不能跑，取决于你选哪个方案；方案 A 只有 32.5m。
第五步，SJW 与振荡器容差。方案 C 取 SJW=2：
\Delta f\leq\frac{2}{20\times16}=0.625\%取 SJW=4：
\Delta f\leq\frac{4}{20\times16}=1.25\%±30ppm 的晶振远小于 0.625%，SJW=2 足够；如果用车规级陶瓷谐振器（±0.5%），SJW=4 更稳。SJW 不能超过 TS1、TS2，也不能超过控制器上限（常见 4）。
第六步，验算位填充。NBT=16、TS1=13、TS2=2，采样点在 14/16=87.5%；连续 5 位同电平后插入 1 位，接收方在跳变沿重同步，SJW=2 能吸收 ±2 tq 的相位跳变。位定时配好后，用示波器量 CANH/CANL 的显性宽度和采样点位置，确认与寄存器一致。
4.2 RS-485 100m、115200：线径与终端
需求：3.3V RS-485，100m，115200，24AWG 双绞线，两端 120Ω，32 个 1 UL 节点。求接收端差分电压、终端功耗和偏置取值。
第一步，算电缆直流电阻。24AWG 约 0.084Ω/m，往返 200m：
R_{cable}=0.084\times200=16.8\ \Omega第二步，算接收端差分。驱动器输出按 2V 典型、终端 60Ω：
V_{RX}=2\times\frac{60}{60+16.8}=1.5625\ \text{V}接收门限 200mV，噪声余量：
\frac{1.5625}{0.2}=7.8\ \text{倍}第三步，算 1200m 的极限：
R_{cable}=0.084\times2400=201.6\ \OmegaV_{RX}=2\times\frac{60}{60+201.6}=0.459\ \text{V}仍是 200mV 的 2.3 倍，直流上能到 1200m；但 1200m 的往返延迟：
t_{round}=2\times1200\times5\ \text{ns/m}=12\ \mu\text{s}100kbps 的位时间是 10µs，往返延迟已经超过一位；这就是“1200m 要降到 100kbps 以下”的原因。距离的上限不只是直流压降，还有往返延迟和边沿。
第四步，终端功耗。2V 差分、每只 120Ω：
P_{120}=\frac{2^2}{120}=33.3\ \text{mW}两只共 66.7mW，选 0.125W 或 0.25W 电阻。
第五步，偏置。3.3V、32 UL，取 390Ω：
V_{AB}=3.3\times\frac{51.72}{390+390+51.72}=205.2\ \text{mV}余量只有 5.2mV；取 330Ω：
V_{AB}=3.3\times\frac{51.72}{330+330+51.72}=239.8\ \text{mV}余量 39.8mV，推荐 330Ω。偏置电流：
I_{bias}=\frac{3.3}{330+330+51.72}=4.64\ \text{mA}驱动器负载：
R_{load}=60\parallel660\parallel375=48.0\ \Omega先算 60\parallel660=55\Omega，再 55\parallel375=48.0\Omega；显性 2V 时：
I_{drive}=\frac{2}{48.0}=41.7\ \text{mA}选收发器时要确认 54Ω 负载下的驱动能力，并留 20% 余量。
第六步，终端位置。只在 100m 的两端各一只 120Ω，中间 30 个节点不端接；分支（stub）尽量短，1Mbps 时建议 <0.3m，115200 时可以放宽到几米，但越长反射越明显。星型拓扑、长分支是 RS-485 现场误码的头号原因。
4.3 CAN 仲裁与失效模式
仲裁算例：节点 A 发 ID 0x123（二进制 100100011），节点 B 发 ID 0x122（100100010）。前 8 位相同，第 9 位 A 发 1、B 发 0；总线为显性 0，A 读回 0 ≠ 1，A 退出，B 继续。ID 越小优先级越高，B 赢是因为它的 ID 更小，不是因为它“先发”。
失效模式：
| 失效 | 现象 | 原因 | 处理 |
|---|---|---|---|
| 总线开路 | 通信中断/错误帧 | 连接器松动、线缆断 | 检查终端电阻、分段测量 |
| A/B 短路 | 差分 0V，接收器不确定 | 线缆破损、进水 | 加 fail-safe 偏置、隔离、保护 |
| 终端失配 | 振铃、过冲、偶发错误 | 只端一端、阻值错、终端不在两端 | 两端各 120Ω，用 1% 电阻 |
| 共模超限 | 误码、收发器发热/损坏 | 地电位差、浪涌 | 隔离、共地、TVS |
| 分支过长 | 反射、边沿畸变 | 星型/长 stub | 菊花链，缩短分支 |
| 方向控制错 | 总线冲突、丢字节 | DE/RE 时序错、多节点同时驱动 | 半双工互锁，等 TC 再释放 DE |
CAN 还有一套错误处理：错误计数 TEC/REC 超过阈值后，节点从 error-active 进入 error-passive，TEC 超过 255 进入 bus-off，停止发送，等待 128 次连续 11 位隐性后恢复。bus-off 不是“芯片坏了”，而是总线错误太多时的自我保护；先查终端、共模、位定时，不要先换芯片。
5. 工程含义
5.1 终端与偏置的取值流程
- 确认电缆特性阻抗：RS-485/CAN 常用 120Ω 双绞线；终端取 R=Z_0，两端各一只。
- 算总线电流和终端功耗：I=V_{diff}/60，P=V_{diff}^2/120，选至少 2 倍功率余量的电阻。
- 算节点等效输入电阻：R_{in,total}=12\text{k}\Omega/N（1 UL 节点）；1/4 UL、1/8 UL 按比例换算。
- 算空闲差分：V_{AB}=V_{CC}\times(R_{term}\parallel R_{in})/(R_{b,up}+R_{b,down}+R_{term}\parallel R_{in})，要求 >200mV，最好 >250mV。
- 算驱动器负载和电流：确认收发器在 54Ω、共模范围内的驱动能力。
- 验算功耗：偏置 + 终端 + 驱动器，长期工作的温升要可接受。
5.2 隔离与共地的取舍
| 场景 | 共地 | 隔离 | 说明 |
|---|---|---|---|
| 同一机箱、短总线 | 可以 | 不需要 | 地电位差小，成本低 |
| 跨机柜、几十米 | 谨慎 | 推荐 | 地电位差可能几伏 |
| 跨厂房、不同配电 | 不允许 | 必须 | 地电位差可达几十伏，地环流大 |
| 汽车/电机附近 | 谨慎 | 推荐 | 共模瞬态强，地弹大 |
| 高安全/医疗 | 不允许 | 必须 | 安规要求 |
隔离不是“加一颗隔离器”就完事：还要隔离 DC/DC、隔离侧的地要浮空、爬电距离/电气间隙按 IEC 60664-1 算、CMTI 要覆盖现场瞬态。用 0Ω 把隔离侧的地连回本地地，等于把隔离废掉。
5.3 保护与布线
- TVS：总线入口对地加 TVS，钳位电压低于收发器绝对最大值；RS-485 常用双向 TVS，CAN 用低电容 TVS。
- 限流：TVS 与收发器之间串 10~100Ω 或 PTC，限制浪涌残流；电阻不能太大，否则和总线电容一起拖慢边沿。
- 共模扼流圈：抑制共模噪声，差分信号不受影响；选型看共模阻抗和额定电流。
- 屏蔽/双绞：双绞抑制磁场耦合，屏蔽抑制电场耦合；屏蔽层单点接地，避免地环路。
- 布线：菊花链、短分支、终端在两端、A/B 成对走、远离电源/电机线。
5.4 A/B 极性的坑
RS-485 的 A/B 标注在标准和厂商之间并不完全统一：有的器件 A 是同相端、B 是反相端，有的相反；有的用 “+”/“−” 标注。不要凭字母接线，要看数据手册的真值表：驱动器输入高时，哪个引脚是高、哪个是低；接收器 V_A-V_B>200\text{mV} 时输出什么。 接反的现象是“完全收不到”或“收到的数据取反”，不会烧器件，但很难查。
6. 常见坑
- 只端接一端：现象——高速时波形振铃、偶发错误帧。原因——末端开路，\Gamma\approx1，反射叠加。解决——只在最远两端各 120Ω，中间不端接。
- 用一只 60Ω 代替两只 120Ω：现象——看似等效，实际终端位置不对，反射仍在。原因——60Ω 是两只 120Ω 并联的等效值，不是单只电阻的取值；终端必须放在总线两端。解决——两端各 120Ω，1% 精度。
- 3.3V 用 560Ω 偏置：现象——空闲差分 168mV，接收器输出随机。原因——偏置分压不够，低于 200mV 门限。解决——按 3.2 节算，3.3V/32 节点取 330Ω 左右；5V 可用 560Ω。
- 忽略节点输入电阻：现象——实验室 2 个节点正常，现场 32 个节点空闲就乱。原因——32 UL 并联后终端等效从 60Ω 降到 51.7Ω，偏置分压下降。解决——按最坏节点数算 V_{AB}，留 >50mV 余量。
- 偏置电阻取太小：现象——驱动器发热、差分摆幅下降。原因——偏置网络与终端并联，驱动器负载从 60Ω 降到 48Ω，电流增大。解决——在 V_{AB} 和驱动能力之间折中，选 330~560Ω 并验算电流。
- 以为 CAN 共模能到 ±12V：现象——地电位差 10V 时误码/损坏。原因——ISO 11898-2 高速 CAN 共模约 −2~+7V，±12V 是部分扩展器件的能力。解决——查具体收发器数据手册；地电位差大就隔离。
- 8MHz、1Mbps 硬套 87.5% 采样点：现象——控制器报位错误，或采样点实际是 75%。原因——NBT=8 时 87.5% 要求 TS2=1，而信息处理时间按 2 tq 计。解决——用 16MHz/NBT=16/TS1=13/TS2=2，或确认控制器允许 TS2=1。
- 传播段不够：现象——总线越长错误帧越多，缩短就好。原因——T_{prop} 没覆盖 2×(电缆延迟+收发器延迟)。解决——按 3.4 节算，40m/1Mbps 至少 6 tq 传播段。
- 星型/长分支：现象——示波器上振铃、过冲，偶发错误帧。原因——分支末端反射。解决——菊花链、短 stub、两端终端。
- 不隔离跨厂房：现象——通信口烧、地线发热。原因——地电位差在地环路里产生大电流。解决——隔离收发器 + 隔离 DC/DC，屏蔽单点接地。
- A/B 接反：现象——完全收不到或数据取反。原因——A/B 标注不一致。解决——按数据手册真值表核对，不按字母猜。
- DE 释放过早：现象——最后一个字节偶尔错。原因——TXE 就释放 DE，最后一位没发完。解决——等 TC，再留收发器关断时间。
7. 自测题
RS-485 两端各 120Ω，显性差分 2V。总线电流、每只终端功耗各是多少？
两只 120Ω 并联：
R_{term}=120\parallel120=60\ \Omega总线电流：
I=\frac{2}{60}=33.3\ \text{mA}每只终端电流是总电流的一半（16.7mA），功耗：
P=\frac{2^2}{120}=33.3\ \text{mW}两只共 66.7mW。不要用 33.3mA 去乘 120Ω，那会把功耗算大 4 倍。
3.3V、32 个 1 UL 节点、两端 120Ω，偏置 560Ω 为什么不够？应该取多少？
32 UL 的输入电阻：
R_{in,total}=\frac{12\text{k}}{32}=375\ \Omega与终端并联：
R_{term}'=60\parallel375=51.72\ \Omega560Ω 时：
V_{AB}=3.3\times\frac{51.72}{560+560+51.72}=145.7\ \text{mV}低于 200mV，不够。390Ω 时 205.2mV，余量太小；330Ω 时 239.8mV，推荐。5V 下 560Ω 可以（32 UL 时 220.7mV）。
CAN 的共模范围是多少？为什么不能拿 ±12V 做设计前提？
ISO 11898-2 高速 CAN 的共模范围约 −2~+7V；±12V 是部分扩展共模收发器的能力，不是标准范围。拿 ±12V 做前提，遇到 10V 地电位差会以为“还在范围内”，实际已经超出标准器件的共模能力，可能误码或损坏。选型要看具体收发器数据手册的共模范围，地电位差大就隔离。
1Mbps、8MHz CAN，NBT=8。要 87.5% 采样点，TS1/TS2 怎么分？有什么约束？
位时间 1µs，tq=125ns，NBT=8。87.5% 要求 1+TS1=7，所以 TS1=6、TS2=1。约束是 TS2 不能小于信息处理时间（ISO 11898-1 按 2 tq 计），很多控制器要求 TS2≥2；若 TS2=2，则 TS1=5，采样点 75%。要 87.5% 且 TS2=2，需要 NBT=16（16MHz 时钟，TS1=13、TS2=2）。
8MHz、1Mbps、NBT=8、TS1=5、TS2=2，40m 总线够不够？
传播段 5×125=625ns。40m 往返 400ns，加 2×150ns 收发器环路延迟 300ns，共 700ns：
625<700不够，40m 会偶发错误帧；最大约：
L_{max}=\frac{625-300}{2\times5}=32.5\ \text{m}要 40m，用 16MHz/NBT=16/TS1=13/TS2=2（传播段 812.5ns，最大约 51m），或确认控制器允许 TS2=1（TS1=6，传播段 750ns，最大约 45m）。
RS-485 100m、24AWG、2V 驱动、60Ω 终端，接收端差分多少？1200m 呢？
24AWG 约 0.084Ω/m，100m 往返：
R_{cable}=0.084\times200=16.8\ \OmegaV_{RX}=2\times\frac{60}{60+16.8}=1.5625\ \text{V}1200m：
R_{cable}=0.084\times2400=201.6\ \OmegaV_{RX}=2\times\frac{60}{60+201.6}=0.459\ \text{V}直流上都高于 200mV；但 1200m 往返延迟 12µs，100kbps 位时间只有 10µs，所以距离还受延迟/边沿限制。
CAN 仲裁时，ID 0x123 和 0x122 哪个赢？为什么？
0x122 赢。两者前 8 位相同，第 9 位 0x123 发 1、0x122 发 0；总线显性 0 覆盖隐性 1，0x123 读回 0 ≠ 1，知道自己输，退出仲裁；0x122 继续。ID 越小，显性位越靠前，优先级越高。仲裁是非破坏性的，输家退出后不需要重传当前帧。
8. 参考资料
- TIA-485-A, Electrical Characteristics of Generators and Receivers for Use in Balanced Digital Multipoint Systems, 1998：−7~+12V 共模范围、±200mV 接收门限、1.5V 差分输出（54Ω 负载）、12kΩ 单位负载、32 UL 与 120Ω 电缆；本章 2.1、3.1、3.3 的 RS-485 参数以该标准为准。
- ISO 11898-2:2016, Road vehicles — Controller area network (CAN) — Part 2: High-speed medium access unit：显性/隐性差分电压、共模范围、总线故障与位时间要求；本章 2.3、3.3、3.4 的 CAN 物理层参数以该标准为准。
- ISO 11898-1:2015, Road vehicles — Controller area network (CAN) — Part 1: Data link layer and physical signalling：帧格式、位填充、仲裁、位定时（同步段/传播段/相位段/SJW）；本章 2.3、2.4、4.1 的位定时与仲裁参考该标准。
- Texas Instruments, SLLA272D RS-485 Design Guide：终端匹配、故障保护偏置、拓扑、保护与共模计算；本章 3.1、3.2、5.1 的偏置与终端计算参考该指南。
- Texas Instruments, SLOA101B Introduction to CAN：位定时参数、采样点、SJW 与总线长度估算；本章 3.4、4.1 的位定时算例参考该文档。
- Robert Bosch GmbH, CAN Specification Version 2.0, 1991：非破坏性仲裁、错误处理与位填充规则；本章 2.3、4.3 的仲裁与错误处理参考该规范。